ВУЗ:
Составители:
Рубрика:
может выполняться с рациональным коэффициентом
MLff
квкв
//' ==
ν
, где
L
и
M
— целые числа. Такое преобразова-
ние будет осуществляться посредством поочередного выполнения двух
описанных выше процессов целочисленного преобразования частоты
дискретизации, то есть сначала частота дискретизации будет повы-
шаться в
L
раз, а затем понижаться в
M
раз. При этом оба НЧ фильт-
ра можно объединить в один фильтр, как показано на рис. 2.4.
Рис. 2.4 Структурная схема преобразователя частоты дискретизации
с рациональным коэффициентом L/M
Поскольку НЧ фильтр должен одновременно служить целям опера-
ций децимации с коэффициентом прореживания
M
и интерполяции с
коэффициентом восстановления
L
, то он должен иметь частотную
характеристику
)(
ω
jH
, близкую к идеальной:
⎩
⎨
⎧
≤
=
,других при 0
;]/,/[ min|| при
)(*
ω
ππω
ω
MLL
jH
т.е. частота среза полосы пропускания такого фильтра должна быть
равна минимальной из двух частот среза, требуемых для децимации и
интерполяции.
2.2 Основные понятия, связанные с преобразованием
частоты дискретизации полосовых сигналов
Преобразование частоты дискретизации полосового сигнала с про-
извольным расположением полосы частот наталкивается на известные
ограничения, связанные с возможным наложением основной и боковых
полос при выполнении децимации. Однако при определенных ограни-
чениях на выбор полосы частот преобразование частоты дискретиза-
ции полосового сигнала реализуется столь же просто и эффективно,
как и в случае НЧ сигнала.
Пусть спектр -й составляющей сигнала симметричен от-
k
)(
1
nTx
носительно нулевой частоты и занимает полосу частот
, где
ν
—целое число. Преобразование сигнала
νπωνπ
/)1(/ +≤≤ kk
41
Страницы
- « первая
- ‹ предыдущая
- …
- 39
- 40
- 41
- 42
- 43
- …
- следующая ›
- последняя »
